NMOS單級放大器工作狀態分析詳解

1、全增強型NMOS 放大器（圖2.4-1a）

（1）放大器的輸入-輸出傳輸特性曲線

放大器有三種工作狀態：

i、M1管的輸入電壓小于開啟電壓時，即管均截止，輸出電壓VO為高電位。M2管截止時，有，輸出電壓VO值在VDD-VT1<VO<VDD范圍內。

ii、當時，M1管由截止區進入飽和區，M1管的ID1電流隨的增大而加大，與此同時M2管也由截止區進入飽和區，因M2管與M^●1管是串聯的，其漏源電流相同，即ID1=ID2，所以ID2也隨著的增大而加大，ID2的增大是由于VGS增大的結果，這樣，電流從截止到導通，并逐步增大，而輸出電壓VO由VO=VDD-VT1開始遲步下降。如果輸出電壓VO滿足大于，M1管處于飽和區。而M2管一旦導通，始終處于飽和區。

iii、當時，M1管由飽和區進入線性區，輸出電壓VO進一步下跌，而下跌速度減慢。

根據上述討論，可畫出放大器的輸入-輸出的傳輸特性曲線。其曲線如圖2.4-2所示。

由圖2.4-2可知，截止區與飽和區的分界線為的直線。曲線AB段為，飽和區，其斜率在傳輸特性曲線中最大，因此，放大器要獲得較高增益，M1、M2管應工作在飽和區。在M1管柵極適當偏置直流電壓，可使放大器進入飽和區。

（2）交流小信號增益

M1、M2管均工作在飽和區時，可得如下方程

因ID1=ID2，由（2.4-1）、（2.4-2）式得

由上式可得圖2.4-1a放大器的交流小信號增益，表示式為

交流小信號增益也可直接從交流小信號等效電路求得。其小信號等效電路如圖2.4-3所示。

對于圖2.4-1a來說，圖2.4-3中的由圖2.4-3得

式中。如果忽略M1和M2管的輸出阻抗，上式可寫為

根據η的定義（見第一章第三節），（2.4-6）和（2.4-4）式是相同的。

由（2.4-4）式或（2.4-6）式可知，要提高圖2.4-1a放大器增益AVE，只有增大M1管的溝道寬長比W1/L1，減小M2管的溝道寬長比W2/L2，使W1/L1>W2/L2；如果W1/L1=1000W2/L2，不考慮M2管的襯底偏置效應，那么最大增益也只有10倍。所以圖2.4-1a的全增強型NMOS單級放大器的增益是比較低的，通常只有幾倍。

我們從另一個方面來說明AVE低的原因。根據本章第一節的分析，M2管的等效負載ro等于1/gm，通常1/gm較小，因而增益AVE不大。為提高增益，可采用圖2.4-1b的耗盡型作為負載的E/D MOS放大器。

2、E/D MOS單級放大器（圖2.4-1b）

為了提高NMOS放大器的電壓增益，將圖2.4-1a作為等效負載的n溝增強型MOS管M2由n溝耗盡型MOS管來代替。

（1）輸入-輸出傳輸特性曲線

i、時，M1管處于截止狀態，輸出電壓Vo=VDD。

ii、時，M1、M2管導通。M1管工作在飽和區。M2管在M1管剛導通階段，因輸出電壓Vo較大，處于線性區，隨著增大，電流ID增大，輸出電壓Vo降至Vo<VDD+VT1時，M2管進入飽和區。由圖2.4-1b可知，M2管進入飽和區后，微量增加，使迅速增大，從而使輸出電壓Vo迅速下降。

iii、時，M1管由飽和區進入線性區，M?管仍在飽和區，輸出電壓Vo下降變慢。

綜上所述，圖2.4-1b的輸入-輸出特性曲線如圖2.4-4所示。

由圖可知，曲線AB段斜率最大，其交流小信號增益也最大。因此，圖2.4-1b作為小信號放大時，應使M1、M?管均工作在飽和區。

（2）交流小信號增益

M1、M?管均工作在飽和區時，可得如下關系式：

因，由（2.4-7），（2.4-8）式得

由上式得E/D NMOS線放大器的增益AVD為

AVD同樣可用交流小信號等效電路圖2.4-3求得

忽路M1、M2管的輸出阻抗，上式寫為

（2.4-12）式與（2.4-10）式是相同的。比較（2.4-12）式與（2.4-6）式，AVD與AVE有如下關系式，即

因η2近似等于0.1左右，AVD比AVE大1個數量級，因此用耗盡型作負載的放大器要比用增強型作負載的放大器的增益來得大，所以在NMOS放大電路中，往往采用E/D MOS電路，以提高電壓增益。

由（2.4-10）式或（2.4-12）式可知，增大AVE增益，M1管跨導要大，M2管跨導要小，即的比值要大。雖然E/DMOS單級放大器的電壓增益AVD比全增強型NMOS單級放大器的電壓增益AVE大，但也只有幾十倍左右。

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