CMOS運放電路工作原理設計及溝道的寬長比計算

一、一般的CMOS運放電路

圖3.4-1電路是PCM編碼譯碼大規模集成電路[14]中的運放，電源電壓為±7.5伏，最大輸出幅度為±5伏，最大電容負載為50皮法（與電阻500歐姆串聯）。其主要參數如表3.4-1所示。

圖3.4-1電路由二級放大器組成。M1~M4構成有源負載的差分放大器，M6提供該放大器的工作電流。M5、M6構成共源放大電路，作為運放的輸出級。M7為源極跟隨器，以克服補償電容的前饋效應，消除零點。M6提供給M7的工作電流。M10、M11組成的偏置電路，提供放大器的工作電流。電路中的MOS器件的閾值電壓為±1.5伏，補償電容皮法。

第二節我們討論了CMOS運放的設計方法，這里我們將討論圖3.4-1電路的工作點設計，并介紹MOS器件溝道寬長比的計算方法。

1、CMOS管運放電路工作點的設計

電路中節點⑦的電位根據電路輸出的正向電壓最大幅度來確定，輸出正向擺幅為5伏，管子的閾值電壓為1.5伏，為保證放大器處于飽和區，節點⑦的電位取3.8伏，負向擺幅為-5伏，

同樣理由，節點③、④定為-5伏左右。節點⑤的電位可根據電路正向共模電壓范圍來確定，為獲得最大正向共模電壓，M5漏極的電位取2伏左右。

由（3.3-15）式可知，運放最大的轉換速率為

這里的Io為輸入差分級的工作電流，即由M5電流源提供。Cc為補償電容，該電路的補償電容為10皮法。為了達到30伏/微秒的轉換速，M5的電流應為300微安，現取350微安左右，是補償電容Cc的充放電回路也通過M7，故M6的工作電流也取350微安。

為增大輸出能力并且驅動大電容負載，輸出級。的工作電流為。電流源電流的2倍，即700微安左右。M10、M11；偏置電流取86微安左右。

綜上所述，電路中M10、M5、M6和M9的電流比設計為1：4：4：8，也即溝道的寬長比為

1：4：4：8。

2、各MOS管溝道的寬長比的計算

CMOS電路的版圖尺寸設計時，最重要的是確定各MOS管溝道的寬長比。根據前面有關工作點的討論，可以估算各有關MOS管的溝道寬長比的比例。

根據關系式

求得

因M10、M5、M6和M9的電流比為1：4：4：8，所以M5、M6、M8和M9的溝道寬長比為

根據第二節的討論，為了減小電路的輸入失調電壓，M2、M4、M5與M8、M9的溝道寬長比之間應滿足關系式

式中W5/L6、W8/L9已經確定了，只要確定W2/L2，那么W3/L3也就確定了。

M3，M4的靜態工作電流，工作電壓都已確定，只要利用電流與電壓關系式，

就可確定M3、M4的溝道寬長比（W2/L2）、（W4/L4）。

根據M1、M2的靜態工作點，求得W1/L1和W2/L2；這樣，所有管子的溝道寬長比都定下來了，其設計值列于表3.4-2中。

以上計算都采用了近似的一級模型。為了獲得正確設計值，再用MOS管的二級模型進行計算機模擬，對設計值進行修正。

在圖3.4-1電路中，輸出級工作于甲類狀態，并且M6、M7的電流也較大，因此電路的總功耗較大。為了降低電路功耗，可采用圖3.4-2的電路，其中輸出級M8、M9工作在甲、乙類狀態。

為了進一步降低電路的功耗，該電路還采用電容與電阻串聯的方法（減少一級源極跟隨器）來克服補償電容的前饋作用。根據前面所講的原理，這里的串聯電阻阻值應等于第二放大級跨導的倒數。圖中利用M10，M11漏源之間的等效電阻構成上述串聯電阻。

圖3.4-2電路的參數值見表3.4-3，該電路的電壓增益值設計得較高，約為90分貝左右，而功耗卻大大減小。

圖3.4-3電路是結構簡單、性能良好的CMOS運放。補償電路沒有采用零點消除，因此要求第二級跨導gm1，較大于第一級跨導gm1，現設計為gm1=（5~6）gm1，根據第一級的討論，補償電容Cc和負載電容CL的關系為

若CL=20皮法，gm1=5gm1，則Cc>4皮法。電路中取Cc為7皮法。

在電源電壓VDD為5伏，VSS為-5伏的條件下，該電路的參數列于表3.4-4，而MOS器件溝道的寬長比列于表3.4-5。

圖3.4-4電路是工作在低電壓并具有較強輸出能力的CMOS運放。輸入級差分放大器由MN1、MN2、MN6、等MOS管構成，它是雙端轉換成單端輸出的差分放大器，其輸出用于驅動輸出級電路MP7的柵極；MP7和MN7構成輸出級電路，它是共源放大器，

MP7為共源放大管，其負載為MN7管；偏置電路由MP1和MN2構成。為增大輸出級的驅動能力，增加了MP2~MP4和MN5等MOS管。在輸入信號的作用下，當差分放大器輸出端③

電壓增大時，輸出端⑨電壓變負；與此同時，MP2電流減小，MP3、MP4電流增大，節點⑥電壓上升，MN7電流增大，這樣輸出端為負電壓時，流入MN7的電流增大，增強了負向輸出能力。反之，節點③電壓減小時，輸出端③電壓上升，與此同時，節點⑤電壓下降，MN7管電流減小，由于輸出的正間電流由MP7提供，這樣MP7輸出的電流大部分到輸出負載，只有一小部分流過MN7，并且隨著輸出幅度的增大，流入MN7的電流也隨之減小，這樣，增大了正向輸出能力。實際上，MN7管可看成是一只壓控可變電阻，當輸出電壓為正時，電阻值增大；當輸出電壓為負時，電阻值減小，圖中各管的寬長比列于表3.4-6。

該電路的開環增益大于1000；單位增益帶寬為1兆赫。其靜態時各節點的直流電壓和各管的IDS電流分別列于表3.4-7和表3.4-8。

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