開關電容電路構成的正弦振蕩器電路圖詳解

1、開關電容正弦振蕩器

由雙二階開關電容電路（圖5.3-12c）構成的正弦振蕩器如圖6.2-3所示。圖中運放A1、A2與電容CA、CB、CC、CD、CE和CH等組成穩定的高Q雙二階開關電容電路。若節點N1上是一方波信號，則由于雙二階電路的濾波作用，在A1或A2輸出端得到正弦信號。運放和開關電容構成正反饋通路，使電路產生振蕩。為說明其振蕩原理，將運放A3輸出端與節點N1新開。這時若在節點N1端加上一信號源電壓，此電壓與運放A1輸出端V1電壓相位相同，V1電壓再經運放A2（比較器）同相放大，在其輸出端為限幅的方波電壓，此電壓遠大于N1節點上的輸入信號源電壓，故正反饋的環路增益大于1。因此，N1節點與A3輸出端相連后，必定產生蕩振，且N1節點上的電壓是方波電壓，其正、負電平為A3輸出的限幅電平。設A3輸出限幅電平是，則N1節點上的電壓是幅值為土/的方波電壓。開關電容正弦振蕩器。下面來推導輸出電壓V1、V2的表示式。為了便于分析，將A3輸出端與節點N1斷開，并在節點N1上接入幅度為1的方波電壓Vin圖中的開關電容分別用等效電阻和T/Cc來表示。這樣，由圖6.2-3可以得到如下關系式：

由上式得二階帶通濾波器的傳遞函數

而標準形式的二階帶通傳遞函數為

令（6.2-6）式與（6.2-7）式相等，分別求得中心角頻率ωo、Q以及ωo時的增益Ao：

由傅里葉分析可知，電壓幅度為的方波，其基波的幅度為。因此，在ωo時，運放A1輸出電壓V1可寫為

由（6.2-5）式可以求得的傳遞函數為

上式是二階低通濾波器的傳遞函數，其極點頻率ωo、Q值表示式與（6.2-8）式相同。在ωo時，運放A2輸出電壓V2表示為

運放輸出端與節點N1相連后，由于構成正反饋回路，在節點N1上得到幅值為土的方波電壓，此電壓經高Q帶通、低通濾波后，在A1輸出端和A2輸出端分別得到頻率為ωo的正弦信號，其幅值大小由（6.2-9）式和（6.2-11）式表示。下面討論V1、V2電壓的諧波分量。

由（6.2-6）式和（6.2-10）式可求得，V1和V2在諧波頻率為nωo時的表示式：

（6.2-12）式與（6.2-9）式、（6.2-13）式與（6.2-11）式相比，n次諧波輸出電壓與基波輸出電壓之間關系為

由（6.2-14）式和（6.2-15）式可知，V2輸出電壓諧波分量是V1輸出電壓諧波分量的1/n倍，因而正弦信號的輸出端為V2。對于三次諧波分量，在Q=10的條件下，V1輸出電壓的諧波分量為-39分貝，而V2輸出電壓的諧波分量為-48.6分貝。

2、開關電容正弦振蕩器的改進形式

以上討論了圖6.2-3電路的工作原理，分析其正弦信號的輸出幅度、頻率和諧波分量。（6.2-8~11）式提供了該電路的設計公式。由（6.2-9）和（6.2-11）式可知，正弦信號的輸出幅度取決于運放A3的輸出限幅電平。為獲得穩定的輸出幅值，可由基準電壓來代替。此外，圖6.2-3電路往往由于運放電壓失調等原因，出現停振現象，為克服這一缺點，引入保證起振的非限幅正反饋回路。經過上述改進后，其電路形式如圖6.2-4所示。電路剛開始工作時，場效應管M1截止，C3與C3串聯構成正反饋通路，以保證電路起振。若起振，運放A3將A1的輸出電壓V1進行限幅，使其成為方波，此電壓經過反相器，分別得到和信號。和與二極管連接的增強型NMOS管M2、M3、M4和M5組成全波整流電路，將正電荷饋入M1柵極對地的寄生電容，使M1導通，切斷的正反饋通路。由的作用，又通過直流參考電壓、電容CH和輸入電路開關，形成另一正反饋通路。電路振蕩期間，與V1同相，與V1反相。對于V1>0，（高電乎），電容CH 顯反相連接方式，若，CH在每個時鐘周期間隔向電容饋送負電荷。使V1進一步升高。同樣，對于V1<0，，CH呈同相連接方式，CH將向饋送正電荷，使V1進一步下降。顯然，它是一個正反饋回路。此外，為負反饋回路，以限制振蕩幅度。取樣保持電路M6、C1為正反饋回路提供一個時鐘周期的延時，以防止寄生振蕩。由于采用基準電壓，圖6.2-4電路的輸出信號幅值將十分穩定。以上分析可知，它與圖6.2-3電路的工作原理沒有什么區別。對于圖6.23-3電路的各種關系式（（6.2-6）~（6.2-15）式）同樣適用于圖6.2-4電路。

如果中含有調制信號，那么圖6.2-4振蕩電路也能產生調幅正弦波。若改變圖中的值，即可控制振蕩頻率，以實現頻移鍵控（FSK）和可編程頻率振蕩等。

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