MOS場效應晶體管高頻（RF）放大電路特性、信號、控制、設計詳解

高頻放大電路在接收系統中的作用有（1）改善信噪比、（2）減弱接收到的雜波信號，（3）防止本機振蕩等不需要的輻射。為此應該有（1）低噪聲高增益的放大元件，（2）良好的前置選擇電路和非線性小的放大元件以及（3）對發射源進行屏蔽等，在高頻級上還要考慮緩沖和陷波等措施。

此外，在高頻級用放大元件的偏置特性進行自動增益控制時，要能充分控制增益，并要求此時的頻帶特性不發生畸變。

MOS場效應晶體管用作高頻放大元件的優點是轉移特性呈平方律特性，因三次以上高次諧波的非線性引起交擾調制等的雙信號失真小，故雜波信號的影響小，又因輸入電導低，可提高選擇性。MOS場效應晶體管高頻（RF）放大電路。尤其是級聯柵型MOS場效應晶體管，由于反饋電容小，所以工作穩定，自動增益控制時的頻率偏移也小，又因增益控制電極與輸入可以分開，交擾調制特性也特別好，已開始用于甚高頻電視中的高頻部份。調頻廣播接收機中也與結型場效應晶體管同時使用。

（1）噪聲特性

整個接收系統的噪聲系數Fo，可用各級的噪聲系數Fi和增益Gi表示如下：

為了減少Fb，應減少F1，并增大G1使F2的影響小到可以忽視的程度（約10dB以上）。

MOS場效應晶體管的噪聲系數和增益與偏置點的關系如圖2.33所示。噪聲系數與信號源導納的關系如圖2.34所示。

由圖可見，噪聲特性與放大特性的最佳點一般是不一致的，應取兩者的折衷值。

將調諧回路等置于前級放大元件之前的電路，其電路插入損耗直接導致噪聲系數的變壞，所以調諧回路的QL/QL要小。

（2）自動增益控制

雖也有用專用衰減元件的方法，但也可用改變放大元件的偏流ID和偏壓VDs等來實現自動增益控制，這種方法較為經濟。

加自動增益控制時，希望放大器的頻率特性和動態范圍等不因之改變。

例如，放大元件的輸入導納yin可寫作

源接地時，在中間頻率下，，；調諧時，yo+y_L→go+g_L，因而yin為

第三項是反饋造成的輸入電容的增加，稱為密勒效應。因此，若CTS很大，在自動增益控制中就產生調諧頻率的偏移。另外，在加中和防止此種現象發生時，也受到CTS隨偏壓變化的影響。MOS場效應晶體管高頻（RF）放大電路。此外，若CTS很大，由此造成的信號漏泄將使自動增益控制的變化范圍不能取得足夠寬。

單柵MOS場效應晶體管的自動增益控制，有改變柵偏壓以減少ID的方法（反向自動增益控制）和減少VDs的方法。采用后一種方法時，一般與其它可變阻抗元件串接或并接（準正向自動增益控制）。

對反向自動增益控制來說，襯底柵也可用于自動增益控制，但由于控制靈敏度不高，多不采用此法。一般是在絕緣柵上加信號和自動增益控制電壓。此法的CTS約為0.13PF，自動增益控制范圍在200MHz不加中和時約為30dB，加中和時約為50dB。單柵場效應晶體管是銳截止晶體管，高衰減時交擾調制特性或大信號特性要變壞（參見圖2.37.最終，信號通路僅與CTS有關，可再次變好）。

對準正向自動增益控制來說，交擾調制特性變壞的程度較輕，但在低VDs時，CTS增大，使自動增益控制的范圍變?。?00MHz下不加中和為20dB弱，加中和為30dB）。

若系級聯型（包括復柵型），自動增益控制電壓一般加在后級（第二柵G2），200MHz時可得60dB的控制，但也可同時加到第一柵上。也就是說，若在G2上加反向而在G1上加正向自動增益控制電壓，或在G1加固定的正向偏置，可以改善交擾調制特性，但前一種情況由于CTS增加，自動增益控制范圍被限制在35dB左右。MOS場效應晶體管高頻（RF）放大電路。如同時在G1上加反向自動增益控制電壓，則控制靈敏度增加，由于前后級的場效應晶體管均工作在五極管區。輸入電容減少，因而頻率變化也小。^（3）

須減小CTS以減少自動增益控制的中心頻率偏移。尤其在100MHz以上很難做

到完全中和，所以減CTS很重要。由圖2.35的例子可見，單柵型不能用于甚高頻電視用的射頻級，而級聯柵型已開始進入實用階段。

（3）雜波信號接

超外差式接收機中特有的雜波信號接，和具有下列關系的輸入干擾信號fin有關：當 n . m 取正整數時，▏n Ⅹ輸入信號頻率fin±mⅩ本機fL▕=中頻

尤其當m=n=1時，

變為1/2中頻干擾。若保持射頻部分的選擇性良好并在射頻級和混頻級使用非線性小的元件可以減弱這種干擾。MOS場效應晶體管輸入阻抗高，借簡單的電路即可提高其選擇性，另外從線性方面看也是好的。

雙信號干擾有交擾調制和相互調制。

當有用信號和干擾信號都進入接收系統時，由于元件的非線性，會出現有用信號隨干擾信號的大小而變化的交擾調制現象。因此，當干擾信號有幅度調制時，即使有用信號沒有調制，輸出信號也相當于受到調制。若設干擾信號的調制度為mu，信號幅度為υu（均方根值），則輸出信號的調制度（交擾調制度）m為

式中gm″為gm對輸入電壓的二階微分，K稱為交擾調制指數^●）。一般多以K=1%時的υu值表示交擾調制特性。

相互調制是兩頻率之和或差的整數倍與接收頻率一致時所得到的響應，其大小也與交擾調制特性密切相關。為了改善交擾調制和相互調制特性，在選擇非線性小的元件的同時，應改善前置調諧電路的選擇性，要抑制放大量不使后級飽和，在盡量不增加天線輸入電壓的條件下，將其引向初級放大元件。對這種畸變，因后級沒有補救措施，所以對初級尤應注意。

測量放大元件的交擾調制特性時，為便于測量，可采用圖2.36的電路組成，以輸入非調諧、輸出調諧的電路形式進行測量較為方便^●）。有時常在射頻級加自動增益控制，所以要用表示最大放大量時的衰減度與υu的關系的方法。這種特性，因所用放大元件及加自動增益控制偏置的方法不同而有種種差異^14）。

^●）由式（2.104）可知，當轉移特性為理想的平方律特性時，gm''=0，不發生交擾調制。另外，當有用信號與干擾信號為調頻信號時，在輸入調諧電路經斜率鑒頻，接受幅度調制，引起干擾，而且也有可能伴隨相位變化，所以在干擾信號大時交擾調制就成問題了。

圖2.37是交擾調制特性的測量舉例，隨偏置的改變而呈現復雜的變化。例如由圖2.11的gm~VG1特性曲線可以看出，通過曲率大的位置時υu下降^●）。

（4）高頻放大電路設計舉例^15）~20）

下面列舉一個用單柵型MOS場效應晶體管3N128的調頻接收機的高頻放大電路的設計。首先試作輸入、輸出調諧的非中和型電路的設計。

若用6~18pF的可變電容覆蓋75~91MHz的調諧，必須有0.12μH的電感線圈和19.8pF的附加電容。MOS場效應晶體管高頻（RF）放大電路。選擇性要求鏡象頻率的衰減度在45dB以上，設輸入和輸出調諧回路的QL分別為30和40（設中心頻率76MHz，中頻頻率10.7MHz），各自的衰減度分別為22.7和26dB，總共48.7dB。若在90MHz進行設計，取3N128的偏置點為VDS=15V，ID=5mA,則y參數為

^●）用這種方法可測元件本身的交擾調制特性。

^●）也就是說，在圖2.11中O的位置（拐點），gm對VG1的斜率最大，但三次畸變最低。另外，●點是二次畸變最低處，但三次畸變最大。希望低交擾調制時偏置宜接近O點，而希望混頻作用最大時偏置宜接近●點。

考慮到交擾調制和噪聲系數等等因素，從3N128看入的信號源電導，取作。設輸入線圈的Qu為140，線圈的插入損耗為（1-Qυ/QL）2=-2.9dB，噪聲系數是指容許變壞到上述程度的值。線圈的空載調諧導納和負載調諧導納值分別為。設天線的導納為gA（設為300Ω），線圈的匝數如按圖2.38規定，由下述兩式

可算得N1/N2=3.7，N1/N3=1.7。輸入回路中的各電導分量，換算到線圈N1兩端的值和換算到場效應晶體管的柵端的值如圖2.39所示。Ciss=4.5pF換算成N1兩端的值為1.58pF。

在此條件下，輸入端的電壓駐波比為0.24/0.145=1.66，是在容許范圍內。

設斯忒恩的穩定系數為4，則由下式

得。因輸出端的負載調諧導納為，故匝數比，各電導的換算值如圖2.40所示。輸出線圈的插入損耗為。由式（2.72）可知，增益為（包括線圈的插入損耗）

對于高頻放大級這已足夠了。從這個系統中卸下天線時，用g1一gA（N1/N3）²代替g1，則得s為1.5，因而可知是穩定的。包括偏置的電路如圖2.41所示。

構成實際電路時，要特別注意，輸入輸出之間的雜散電容應保持最小，不致使電路不

穩定。

^●）在產品目錄數據中是0.13pF，0.2pF留有一定余量。

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