MOS場效應晶體管弱電壓放大電路特性電壓等關系分析

如信號源電阻Rs為100MΩ，Ig的變化部份為1×10^-14A，由式（2.154）可知柵電流Ig產生的漂移電壓為Ig的變化部份與信號源電阻的乘積，即1x10^-14×10⁸Ω=1μV。從而Rg若在數十MΩ以下，與電壓性漂移υd相比，Id可以忽略。

由式（2.144’）取，可求得，υd的大小就等于。如將式（2.144'）對溫度微分，得

式中

其中q為電子電荷量（1.6×10^-18庫侖），Cg為單位溝道長度的柵電容，μ為載流子遷移率，L為溝道長度，nss為SiO2～Si界面的載流子濃度。MOS場效應晶體管弱電壓放大電路。其中，隨溫度變化的主要因素是μ和nss，所以如將式（2.159）代入式（2.158）并使之等于零，則得換算到輸入端的溫度漂移

一般在SiO2～Si界面，電子密度有隨溫度成正比例增加而載流子遷移率有隨溫度成反比例減少的趨勢。表2.7給出作者等試制的MOS場效應晶體管溫度系數的平均值及其標準偏差的大小。在N溝道耗盡型中載流子為電子，其密度與溫度成正比例增加，所以Vp隨溫度成正比例增加；

在p型溝道中載流子為空穴，此空穴被nss的隨溫度的增加部分所抵銷，所以VT隨溫度成反比例減少。另外，在N型溝道，VGS-Vp>0；在P型溝道，VGS-Vp＜0，式（2.160）右邊的第一項和第二項具有互相抵銷的極性，當時溫度漂移為零。

圖2.96是這種溫度漂移與VGS的關系。圖2.96（a）、（b）都表明在的范圍內溫度漂移υd為零。從式（2.160）還知道，υd與VGS（柵直流偏壓）成正比。

也可以用將VGS調整到式（2.161）所示的值的方法來設計穩定的直流放大電路，但實際上考慮到等均有偏差，調節起來頗為麻煩，所以并不實用。實用的低漂移電路仍然是差分放大電路。此時，漂移的上限受器件特性偏差的制約。MOS場效應晶體管弱電壓放大電路。靜態特性的偏差可由IDO和Vp的偏差看出。由式（2.159）可以看出形成這些偏差的原因有μ、nss、L、Cg等。實測的IDO與Vp是相關的，如圖2.97所示，大致有如下關系：

從而靜態特性偏差的主要原因在于nss。

另一方面，差分放大電路的溫度漂移為兩個器件υd之差，可由式（2.163）給出。

經筆者等的研究，發現：對集成電路化的對管來說，各漂移項的大小大致相等，各項之間也沒有相關關系（參見表2.8）。

總的溫度漂移如表2.9所示，具有

集成電路化對管的υd≌0.1~0.25（mV/℃）（2.164）的關系。這種漂移電平與差分放大用的對管化（集成電路化）雙極型晶體管和結型場效應晶體管的漂移電平相比要大得多。MOS場效應晶體管弱電壓放大電路。但是，如采用穩定的批量生產工藝流程，器件間隔又設計得盡可能地窄，MOS對管的漂移電平大概可改善到0.1mV/℃以下，平均達到0.05mV/℃左右。

圖2.98是采用MOS場效應晶體管集成電器器件的高輸入阻抗放大器的例子。此器件→集成電路化的四個P溝道增強型MOS場效應晶體管構成，本來是作為臺式計算機中的邏輯元件而研制的品種（參見圖2.99、表2.10）。

在前置放大器，HD708M中的兩個管子用作差分放大，另外兩管用作負載，構成級聯放大電路。今設四個MOS場效應晶體管的特性相等，其跨導為gm，因負載器件的電阻值為1/gm，所以前置放大電路的電壓增益G1為

也就是說，在這里前置放大電路可用作阻抗變換器。各MOS場效應晶體管的柵電極與硅襯底間連接有用集成電路方法制成的齊納二極管，可防止靜電感應、帶電等引起的柵損壞和特性變化。但另一方面，由于齊納二極管有漏泄電流，致使輸入阻抗和偏移電流、電流性噪聲等要增大一些。表2.11是其綜合性能。圖2.100是輸入-輸出特性，圖2.101是增益-頻率特性圖2.102是溫度漂移的例子，圖2.103給出噪聲電壓與負反饋電阻Rf的關系。MOS場效應晶體管弱電壓放大電路。在2.2.1節的式（2.143’），如設Rs=Rf，由測量結果可分離出電壓性噪聲和電流性噪聲in，分別為和。

這種電路的設計要點是，因主放大電路中集成電路運算放大器的輸入直流偏壓為0V，所以前置放大器輸出直流電壓也應設置在0V附近。為使輸入電壓為零時，前置放大器的輸出電壓亦大致為零，圖2.98的R1和R2應根據電源電壓適當設置。

HD708M的硅襯底為N型。因為此N型襯底與漏和源之間形成的P-N結不處于正向偏置，N型襯底應連接到HD708M最正的電位點，即圖2.98的Vs點上。如襯底電位不同，當然ID~VGS特性要受襯底電位的影響而發生變化。此處為使設計方便起見，將襯底電位換算成柵電壓VGS，其換算系數由實驗求得，并作出圖2.104所示的設計圖表。此圖的用法是，首先決定直流工作電流ID，由ID-Is曲線求得s，再由Vs-VD曲線求得VD。當電源電壓Vss、VDD高于Vs、VD時，在各自的支路中插入降壓電阻R1、R2：

圖2.105是使用MOS集成電路器件HD708M的其它例子。此處因一塊HD708M集成電路能得到60dB以上的增益，所以整個電路按低電平下大負載進行設計。圖2.106是同一集成電路內的四個管子的靜態特性和溫度漂移的偏差。表2.12是這種放大器的性能表。

與表2.11相比輸入偏移電流大，是因為硅襯底與柵之間的電壓較大，柵保護用齊納二極管漏泄電流增大的緣故。

有時要測量具有極高內阻的信號源的電壓。例如PH（酸堿度）計、壓電計（晶體傳聲器及其它、采用強電介質的各種探測器及其它）等即是。在這種情況下應使放大器的輸入阻抗大于信號源阻抗，所以多采用圖2.86（b）的電路結構。圖2.107（a）是要求高輸入阻抗的另一例子^58）。生物細胞發生的脈沖電壓（-40~100mV）可用直徑1μ左右充滿電解液的管狀玻璃電極插入細胞內部進行探測。MOS場效應晶體管弱電壓放大電路。因脈沖寬度為幾ms左右，為了不失真地探測并放大這種脈沖電壓，要求有從直流到幾kHz以上的頻帶寬度。但這種玻璃電極的內阻約為100MΩ，而且應該觀察的脈沖寬度為幾毫秒，所以放大器必須是高輸入阻抗型直流放大器。

另一方面，輸入端的微小雜散電容會使感應脈沖的波形造成顯著失真，因而這種輸入端電容，包括玻璃電極電容、放大器輸入電容在內，應在0.1pF以下?？捎谜答佇纬傻呢撾娙菅a償掉上述電容。其補償條件是，換算到放大器輸入端的負電容（K-1）Cs應等于電極電容C與放大器輸入電容Ci之和。

然而若正反饋補償過量，放大器就變得不穩定（產生振蕩）。圖2.108是試制的放大器電路。為了減少輸入電容，降低由輸入端到細胞的漏泄電流，前級采用MOS場效應晶體管，其增益由源跟隨器電路來穩定。第二級是NPN晶體管的差分放大電路，各發射極接入2kΩ的電阻。第三級是發射極跟隨器的差分電路。于是，為了使增益充分穩定，在輸出端和輸入端之間接上絕緣性能良好的聚苯乙烯電容器（5pF）施加正反饋。如補償到最佳狀態，原來的上升時間可改善到10μS左右，改善程度約為200倍（參見圖2.109）。

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