MOS晶體管的恒流性偏移有兩種電流分析詳解

MOS晶體管斬波器的恒流性偏移可分如下兩種。

1）尖峰電流（驅動電壓源通過極間電容的靜電感應電流）

2）抽運電流

以上兩種成分均與驅動頻率成正比，在這一點上是相似的，但其極性相互抵銷；另外，與驅動電壓的關系也不同，所以不能作為一類進行討論。

現以并聯型斬波器電路為例，試求尖峰的大小。圖2.117為并聯型斬波器電路，等效電路如同圖（b）所示。方波驅動電壓經極間電容CGD微分，其在漏側的輸出電壓如圖（C）所示，呈現按指數函數衰減的脈沖波形。MOS晶體管的恒流性偏移。斬波器由導通轉換到關斷的瞬間所產生的尖峰的時間常數很大，由關斷轉換為導通的時間常數就很小，所以兩個尖峰的面積，亦即對時間的積分值，前者比后者要大得多。前者稱為關斷尖峰的面積，后者稱為導通尖峰的面積。這些尖峰經交流放大器放大后通過同步檢波電路 （包括檢波后面的低通濾波器）變換成直流。另一方面，直流輸入信號經斬波器變成方波后也同樣被解調成直流。從而尖峰所引起的直流偏移的大小，須將同步檢波輸出信號除以直流增益而求得。同步檢波電路的檢波效率，根據不同的電路結構，尖峰和方波信號的往往不一樣，所以只知道斬波器輸入電路中產生的尖峰波形，不可能求得其直流偏移的換算值。MOS晶體管的恒流性偏移。因此，一般是將同步檢波電路理想化，對尖峰與對方波信號一樣，取一個周期內的平均值作為直流偏移的換算值。這種方法對很多同步檢波電路，可得到大致正確的結果。

由圖2.117（C）可知，并聯斬波器電路中的關斷尖峰與信號源電阻成正比，導通尖峰與斬波器的導通電阻成正比，所以關斷尖峰的面積較大，其直流偏移換算值如下。

與驅動頻率f、驅動電壓幅度E、極間電容CGD以及信號源電阻Rg成正比。由于尖峰脈沖與Rg成正比，屬于恒流性偏移源。f、Rg由于電路性能的關系，不能隨意降低，MOS場效應晶體管作斬波器用時要補償從導通到關斷的工作，E也不能降低到必要的幅度以下，所以為了降低這種偏移，應加接其它電容來抵銷掉CGD的影響。

為此，一種方法采用圖2.118的反相位電源，另一種方法再加一個MOS型場效應晶體管。后一種方法的典型例子是串并聯斬波器電路。

在圖2.119所示的串并聯斬波器電路中，設MOS場效應晶體管的極間電容為C2、C2、C4、C5、Rg、C1組成低通濾波器，電容C1與上述極間電容相比要大得多，所以流經C2的尖峰電流通過C1作交流接地，其影響不會出現在輸出端。同樣，流經C5的尖峰電流也可忽略。MOS晶體管的恒流性偏移。因此，出現在輸出端的尖峰電壓由C3和C4產生。由于兩個MOS場效應晶體管在相反的相位下工作，υg1和υg2的相位剛好是相反的。設兩者有相等的幅度E，則輸出尖峰電壓波形為

其直流偏移換算值為^●）

解釋：●）如依據與式（2.169）、（2.170）同樣的討論方法，由于式（2.172）是式（2.171）在一個周期的平均值，應等于fE（C3-C4）Ron。但如詳細觀察串并聯電路的工作，可知Q1由關斷轉換到導通狀態的瞬間產生的尖峰先向C6充電，然后經Q1的Ron和Rg放電，所以應為式（2.172）。反之，Q1由導通轉換到關斷狀態的瞬間產生的尖峰先向C6充電后，又經Q2的Ron放電，所以與式（2.172）相比，可以忽略。

比較式（2.170）和式（2.172），可知CGD被（C3-C4）所補償。因此，為了有效地降低串并聯電路中的尖峰偏移，應盡量使用極間電容相等的元件，MOS集成電路元件就很適用。市售MOS場效應晶體管的極間電容，包括密封管殼的電容在內，約為（參見圖2.120）

CGD、C1、C2等0.5pF                    （2.173）

從而若設Rg=100kΩ，f=1kHz，E=5V，則并聯型斬波器電路的尖峰偏移Vo，可由式（2.170）求得

而使用MOS集成電路的串并聯電路的極間電容偏差在5%以下，所以

約可改善一個數量級以上。

圖2.121（a）是含有兩個MOS場效應晶體管的集成電路元件截面的示意圖。在這種集成電路元件的工藝流程中，如柵電極掩模的套合位置有所偏離，柵電極就如圖（b）所示的那樣，雖，但C2、C5和C3、C4之間有很大差異。為了防止因這種工藝上的不均勻造成的尖峰的增加，應使圖2.121中各電容序號對應于圖2.119中各電容序號進行布線。

串并聯斬波器電路中尖峰信號所引起的偏移電壓，按照式（2.172）的關系依從于極間電壓C3和C4的偏差。因此，當使用同一品種的MOS晶體管時，這個偏移電壓一定以零作中心呈無規偏差。然而，實際上使用P溝道增強型MOS晶體管時，偏移電壓的極性常為負；使用N溝道耗盡型MOS晶體管時，偏移電壓的極性常為正（圖2.119的C1端電壓）。MOS晶體管的恒流性偏移。這就告訴我們，MOS晶體斬波器的偏移電壓來源，除尖峰信號和溫差電動勢之外還有其它原因。這種原因就是本節開始時舉出的基于抽運作用的偏移電流^61）62）。

如圖2.122中的插圖所示，P溝道MOS場效應晶體管的源、漏和硅襯底分別都接上直流電流表，在柵上施加與斬波器同樣的驅動電壓時，就有直流電流按圖示的方向流過各電流表。電流的大小，如圖2.122所示，與頻率成正比，與電阻R幾乎無關，且源和漏電流之和等于硅襯底電流。因此，從源和漏向硅襯底有直流電流流過。

由于此回路內不存在直流電動勢，可以認為產生直流電流的原因是柵電極在溝道內通過靜電感應產生的交流電荷，在溝道內經整流分配到各電極上。圖2.123、圖2.124、圖2.125是這種偏移電流與柵電壓的關系示例。使用由零到-VG的電壓驅動時，在P溝道器件中，由圖2.123可見，VG超過夾斷電壓Vp時，抽運電流趨于大體為一恒定的飽和值。另外，在N溝道器件中，當VG超過Vp時抽運電流激增。因此，從降低由驅動電壓變化所產生的漂移的角度來看，P溝道增強型器件較好。

圖2.125表示驅動電壓與直流偏壓疊加時，在同一直流偏壓下在Vp附近偏移電流呈最大值。為了保證斬波器的導通-關斷動作，應在夾斷電壓左右進行驅動。比較圖2.125與圖2.123、圖2.124后可知，為了降低偏移電流，宜在Vp附近用盡量小的振幅進行驅動。

這里列舉一例以供參考：設Rg=100kΩ，f=1kHz，Vg=0~-5V，由圖2.123可見，換算成輸入端的偏移電壓為13μV。此值與式（2.175）的尖峰偏移相比，大體為同一量級；如進一步使用極間電容偏差小的MOS集成電路元件，此值就變成起決定性作用的分量。

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